TOPSWITCH反激电源控制环路设计.pdf

TOPSWITCH 反激电源控制环路设计 PI 公司深圳代表处，广东 深圳 518031 摘要控制环路设计一直是电源设计的一个难点，本文介绍了环路设计的一些基本 概念和环路设计的基本方法，分析了广泛使用的 TOPSWITCH 反激应用时的控制 环路。 Abstract Control loop design has always been the difficult part in power supply design. This article introduces the basic concept and ologies of control loop design. In addition to that, it also gives an example of the control loop analysis in the popular used TopSwitch flyback application。 关键词零点，极点，右半平面零点，相位裕度，幅值裕度，TOPSWITCH Key words zero, pole, righ-half-plane-zero RHZ, phase margin, gain margin 1．内容简介 稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的，如果没有足够的相位裕度和 幅值裕度，电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡。 本文首先介绍了控制环路分析里面必须用到的各种零，极点的幅频和相频特 性；对最常用的反馈调整器 TL431的零，极点特性进行了分析；TOPSWITCH是 市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片，它的控制方式是比较复杂的电压型控 制，为了方便一般使用者，内部集成了一部分补偿功能，所以很多工程师不清晰它 的整个环路，论文最后运用上面的理论分析了一个 TOPSWITCH设计的电源，对 它的环路的每一个部分进行了解剖，可以使工程师更好地应用 TOPSWITCH及解 决设计中遇到的环路问题。 2．电源中遇到的零，极点的波特图 波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具，它可以使复杂的幅频和相频响应 的计算变成简单的加减法，特别是使用渐近线近似以后，只需要计算渐近线改变方 向点的值。下面的图中幅值响应用渐进线代表。 单极点响应 sRCVi Vo 1 1 RC fO π2 1 增益按-20dB/10倍频程下降, 相位近似按-45/10倍频程下降。最大相移为-90 单零点响应 R sRCR Vi Vo1 1 RC fO π2 1 增益按 20dB/10 倍频程上升,相位近似按 45/10倍频程上升，最大总相移为 90 右半平面零点 of s Vi Vo π2 1− 右半平面零点是反激和 BOOST 电路里面特有的现象。增益按 20dB/10倍频程上 升，相位近似按-45/10倍频程下降，总相移为-90,右半平面零点是几乎无法补偿 的，做设计时尽量把其频率提升或降低带宽。 双极点响应 21 1 00ωωsQsVi Vo LC fo 1 20πω L C RQ* Q K 2 1 5 Q值是电路的品质因数，过了谐振点后，增益按－40dB/10倍频程下降, 相位依 Q 值的不同有不同的变化率，Q值越大，相位变化越剧烈，在谐振点相位是-90, 最 大总相移为-180 低低 Q 值的双极点响应值的双极点响应[1] 当 Q0.5 时 2 1 1 1 1 ωω ss Vi Vo LC fo π2 1 ≈ 1 2 R Lf Q oπ ≈ oQf*21πω≈ Q fo *22πω≈ Q值是电路的品质因数 ，R2 是负载电阻，R1是电感的电阻，电容的 ESR, 整流管 内阻，和代表磁心损耗和漏感损耗的合成电阻。大部分的 AC/DC 电源，由于损耗 较高，一般 Q值很难大于 3. 当 Q值较低时Q0.5，双极点响应会退化为两个单 极点响应，如上图所示。 3. TL431用输出供电时的零，极点特性 TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件，其供电方式不同对它的 传递函数有很大的影响，而以前的分析资料常常忽略这一点。下面分析常见的供电 和输出反馈接在一起时的传递函数。 bR VVo Iopto 1− Vo R sCR V 1 /1 1 − 把V1带入前面的公式 Vo CRsR CRRs Iopto b1 11 ; CRsR CRRs Vo Iopto b1 11 从上面的公式可以看到，在输出直接给431供电的情况下，零点的位置在 CRR 12 1 π , 而不是 RCπ2 1 ， 即使没有R，只接一个C的情况下，零点还是 存在，如果R1远大于R，零点的位置主要有反馈网络的上分压电阻决定。为了抑 制输出的开关纹波，有时在后面加一个LC滤波，如下面TOP245Y电源的 L2,C8，其谐振频率一般大约为开关频率的 10 1 － 20 1 左右，这个频率通常远大于 反馈回路的带宽，其影响可以忽略。 4. TOPSWITCH控制环路分析 下面我们将用上面的基础知识来分析一个典型的TOPSWITH电源的控制环路，这 是一个宽范围输入，12V/2.5A输出的一个反激电源，原理图如下 下面为反激电压方式的反馈环路图 其开环传递函数为 KKmod * Kpwr * Klc *Kfb*KeaK1*Kea Kpwr是功率部分，Klc是输出LC滤波部分，Kfb是反馈分压部分，Kea是反馈补 偿部分和光耦部分，Kmod是调制器部分，在做补偿设计以前，先计算出除Kea外 各自部分的频率特性，然后计算出K1 Kmod * Kpwr * Klc *Kfb的频率特性，根 据实际情况确定出需要的设计目标 Kea , 然后通过设计TL431的相应补偿来完成 Kea的要求。 结合上面的原理图我们来计算在115VAC输入时各个部分的数值。 已知数值Vin135V, Vout12V, C6,C7 ESR50mΩ, 负载R4.8Ω， η＝81％ 由[2]可知Np58T, Ns6T, Lp827uH, Vor120V,Vds5.2V 则 Ls 2 ⎟ ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎜ ⎝ ⎛ Np Ns *Lp8.85uH, D VdsVorVin Vor − 0.48 Vor是次级反射到初级的电压，Lp为初级绕组电感，Ls为次级绕组电感，D为占 空比。 4.1 功率部分和输出LC滤波部分小信号传递函数[3] Kpwr * Klc } * 1 11 {*}* 1 { ˆ ˆ 2 2 2 21 oo ZZ s Q s ss Np Ns D Vin d oV ωω ωω − − 1 560*05. 0 11 1 CRc Zω 35.7k; fz1ωZ1/2π5.68kHz fz1是电容自身的ESR形成的零点的频率。 − S Z LD RD * *1 2 2ω 303k; fz2 ωZ2/2π48kHz fz2是右半平面零点的频率，此频率随负载R，电感Ls,和占空比D而变化，在此 设计中频率是48k,高压时频率更高，AC/DC反激的带宽通常只有几k,远小于此频 率的1/4,不会对控制带宽设计产生影响。 − LsC D O 1 ω 4920; fo ωo /2π783Hz Q值的确定，在开关电源里面要经过试验来确定。由于次级绕组的损耗，漏感的损 耗，电容ESR的损耗及整流管内阻的损耗等，一般AC/DC电源，Q值相当低，在 此电源中约0.15 , 由于 Q＝0.15 0.5, LC 振荡转变为两个双极点 ωP1 Q*ωO0.15*4920738; fo1 ωP1 /2π117Hz ωP2 ωO/Q4920/0.1532800; fo2 ωP2/2π5.22kHz 把上述各个值带入公式1得到 Kpwr * Klc 50* 32800 1 738 1 303000 1 35700 1 ss ss − 4.2 Kmod部分小信号传递函数 Kmod是PWM部分的传递函数，TOPSWITCH是个高度集成的功率芯片，除了传 统的PWM比较器外，芯片还外接启动用的电容和电阻，其必然对环路有影响，另 外内部集成了一个7K的极点。Kmod，即TOPSWITCH部分的传递函数为 Kmod c I d ˆ ˆ 11 1 TOPSWITCHP Z reg ss s DC ωω ω 2 DCreg是PWM部分的直流增益，由[4]查出典型 值是230，ωTOPSWITCH是7K。下面来确定ωz和 ωp。右图是C脚的等效图，C为外接启动电 容，在原理图上是C3, R为外接电阻R5和电 容C3内阻2欧姆之和，Zc为C脚动态内 阻，由[4]查处为15欧姆，C4做抗干扰用，由 于值很小，在几KHz的有效带宽内不足以对 环路造成影响。C脚总阻抗为 CRZs sRCZ C C 1 1 ωZ1/RC2417; fZ ωZ /2π385Hz; ωP1/ZcRC894, fP ωP /2π142Hz 把上述各个值带入公式2 Kmod 43960 1 894 1 2417 1 230 ss s 4.3 除补偿部分外的小信号传递函数K1 在此设计中，由于上分压电阻直接接到431基准端，所以Kfb1 K1 Kmod * Kpwr * Klc *Kfb11500* 32800 1 738 1 303000 1 35700 1 ss ss − * 43960 1 894 1 2417 1 ss s 这是除补偿部分外的传递函数，画出其波特图 Frequency 10Hz100Hz1.0KHz10KHz100KHz DBVV1/VViPVV1/VVi -200 -100 0 100 gain phase 如果要设计补偿部分，可以先确定目标带宽，然后再设计补偿部分，使在目标带宽 时的相位裕量大于45,在用TOPSWITCH设计的反激电源中，目标带宽除受到一 般反激电源的几个限制外（带宽要小于开关频率的1/2; 右半平面零点的1/4; 运放 增益限制，输出电容类型的选择等）， 还受到内部7KHz极点的限制，一般不能 太高，约1-2KHz, 对一般应用来说，已足够了。本文是对一个实际电源的分析，所 以略过这一步，如果需要了解这个过程，可以从结果反推出来运放的补偿部分。 4.4 TL431部分小信号传递函数 由于TL431用输出供电，按第3部分所述，其传递函数为 KeaCTR* CRsR CRRs 96 981 2.5* 261. 0 240 1 s s 函数有一个在原点的极点，还有一个零点 ωZ CRR98 1 240, fZ ωZ /2π38Hz R6,R9大小决定了增益，由于R9由零点的位置而决定，所以整个增益的大小由调 整R6来确定。CTR为光耦PC817C的实测电流传输比。 补偿部分的波特图如下 Frequency 10Hz100Hz1.0KHz10KHz100KHz DBVV2/VViPVV2/VVi -80 -40 0 gain phase 从图上看补偿部分只有一个极点和零点，它们和TOPSWITCH里面的7KHz极点 共同组成了一个II型补偿网络。7KHz极点用来抵消输出滤波电容零点，衰减噪音 和开关纹波的干扰。 4.5 总开环响应 整个环路的开环增益为K1和Kea的乘机，在波特图上是两部分的增益和相位的代 数和。 KK1*Kea28750* 32800 1 738 1 303000 1 35700 1 ss ss − * 43960 1 894 1 2417 1 ss s * 261. 0 240 1 s s 整个环路的开环波特图 Frequency 10Hz100Hz1.0KHz10KHz100KHz DBVV0/VViPVV0/VVi -200 -100 -0 50 69 1.3k gain phase 实测波特图 交越频率1.16KHz, 相位裕量66.5, 两者基本温和。 5 总结 介绍了环路的一些基本概念和基本设计方法，分析了TL431在输出供电时的小信 号特性，分析了一个具体的TOPSWITCH反激应用的控制环路，同样可以把这些 方法来运用到其他拓扑的分析中，在次级用运算放大器做反馈控制时，如果光耦接 在运放输出和电源输出之间，TL431的分析方法同样是使用的。 参考文献 1）Erickson, Robert W. , second version 2）PI Engineer Prototype Report EPR34 3）TI Application Report SLUA059A －Understanding Buck-Boost Power Stages in Switch Mode Power Supplies 4）PI datasheet TOP242-250 5）L.H. Dixon, Closing the Feedback Loop 6）Dan Mitchell, Bob Mammano, Designing Stable Control Loops