开关电源技术.pdf

Analog Technical Seminar, AsiaD -1 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Switching Power Supply Fundamentals for the System Designer Analog Technical Seminar, AsiaD -2 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation DC/DC Converter is Just a. - 1.24K 1.24V Vref 12V 10.8K 5Vin 开关电源是一个具有低输出阻抗的放大器。在大学控制系统课程所学的 所有理论，都适用于线性和开关稳压器。在上面的实例中，输出电压高 于电源电压，通常，这是做不到的。但是，放大器的输出级是一个 DC/DC 升压稳压器，所以这是可能的。如果置输出到 4.5V，此电路称之 为低压降稳压器，若输出是 2.5V，可把它称之为 NPN 线性稳压器，如 LM317。 本讲座将首先综术开关稳压器的基本工作原理，包括开关波形和元件 选择准则；然后论述开关稳压器的控制方法；最后综述开关电容器变换 器和线性稳压器。 Analog Technical Seminar, AsiaD -3 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation EA output Oscillator ramp SW output Basic PWM DC/DC Converter EA C1 Feedback Compensation R S Q Oscillator Driver Switch 1.25V Reference Voltage DC/DC 变换器只是一个具有大动率输出级的放大器。它随着输出误差 增加，其占空比也增加。当误差放大器（EA）输出与振荡器斜波电压 相匹配时，R S触发器复位关闭锁存。在稳态时，D r i v e r的输出的占空 比将通过E A 的输出自我调节，从而保持正确的输出电压。当 EA 输出太 小时，R S触发器有可能复位保持高态，从而使输出导通锁存。 这种情况通常发生在轻负载时，因此需要在 E A输出端加补偿。 所有 PWM 变换器工作在这种基本状态。 Analog Technical Seminar, AsiaD -4 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Step- Down Buck Regulator VIN VDIODE Capacitor Control Switch Circulating diode Inductor Output Capacitor TON T 1/f VOUT PWM OUTPUT SWITCH NODE VOLTAGE 降压稳压器 PWM 比较器的输出到控制开关，使 SWITCH NODE（开关 节点）上的电压波形具有 VOUT平均值。电感器和输出电容器构成一个低 通滤波器，这样 DC 电压以相当小的纹波呈现在输出端。 占空比 D 定义为 TON/T。VOUTVAVEVIN*D。此方程如同用于计算方波平 均值的公式，幅度为 “ VIN”周期 T。宽度 “ TON” 。 若输出电流为零，则不需要续流二极管。事实上，对于非常小的输出 电流，我们去掉二极管并用电阻器替代电感器。然而，降压稳压器 主要应用在大的平均电流或要求效率的场合。在控制开关断路时， 二极管为电感器电流续流提供通路。 降压稳压器只是一种在控制开关导通时输入和输出之间连接的拓扑 结构。 Analog Technical Seminar, AsiaD -5 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Buck Calculations for Inductance Need to know VIN, VOUT, IOUT, Switch resistance, operating frequency, and diode drop. Next calculate D We calculate ∆I where And then inductance DSWIN DOUT VV-V VV T ton D f DVVV IND OUTSWIN I L⋅ −− ∆ ∆Ι ≤ Iout 0.386827 Iout- .366726for Iout 2.0Amps 第一个选择的元件是电感器。这将决定在其他元件中的所有电流。 有很多方法可确定电路最佳电感值。上面所建议的方法是通用的。 这是电感大小，输出电压和峰值电流之间的好的折衷方案。 自利用上述方程以来，电容器技术有了巨大进步。具有很低 ESR 的电容 器很容易得到。这可使人们减小电感（增加纹波）超过上述指标。 电感值是决定控制系统稳定度的主要因素。有时因某种原因要增大或 减小电感值。减小电感值可允许用较小尺寸的电感器，增大电感值可允 许用较便宜的输出电容器。增大电感值会降低峰值电流，并可从较便宜 的开关稳压器实现更大输出电流。 Analog Technical Seminar, AsiaD -6 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Buck Current Waves – L, D, Switch Inductor Current Diode Current Rate the diode for I ave. Switch Current Iout ∆I Iout Iout Iave1- DIout D T 上图为电感器，二极管和开关电流的波形。占空比 “ D ”是在高端开关闭 合时。 在这些器件中的 I 2 R损耗计算如下 电感器R I 2 O U T 二极管 上述忽略栅驱动损耗，但对满载是良好的。 一个好的二极管和开关可改善效率，这通常成本较高。假定粉沫铁芯 （M P P ，K O O L M U ）的电感器磁芯损耗为 I 2 R / 2 ，铁氧体内 I 2 R / 4 。 图中更亮的划线示出电流如何随负载降低而减小。 在前面已划出开关节点电压波形。 注意当开关处于导通时，控制开关电流与电感器电流一样。当开关 处于关闭时，二极管电流与电感器一样。 2 2 12 1 1 ONDS OUT MAXOUTSWITCH R I i DIP                 ∆ Analog Technical Seminar, AsiaD -7 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Buck Current Wave s – CIN, COUT Output Capacitor This is where your output ripple comes from. ∆I ESR ∆V Capacitor Big AC currents means big caps. 0Amp ∆I 0Amp 1- DIout DIout Iin      ∆ − 12 1 2 2 I DIDIOUTCINRMS Does not change with load until ∆I2Iout. Lower output current 0 ESR Ceramic 输出电容器旁路来自电感器的剩余纹波电流，所以输出是 DC。若电容器 是理想的则变换器的输出纹波将是小幅度 90 度相移的正弦波。最低成本 的电容器具有相当大的 ESR（ESR控制输出纹波）。然而，低 ESR 的 电容器正在迅速地变便宜。用陶瓷电容器能保证有足够大的电容量，这 样环路是稳定的。 假定所有 AC 电流流经输入电容器而不允许通过电路到输出端。这需要 大的输入电容器。输入电容器需要处理大的 ACrms电流而不过热，并保 持小的输入纹波电压。刚好不能接入非常小 ESR 的陶瓷电容器，除非开 关频率非常高或负载非常轻。也应注意，RMS 电流不随频率 变化。所以 150 KHz 设计所用电容器与 260 KHz 设计所需电容是 相同的。随着频率的增加，对输入电容的要求降低。 在输入端用钽电容要小心，电源和输入电容器之间没有电感器时， 输入冲击电流可能会损坏它们。 图中绿线表示较小的电流条件。 Analog Technical Seminar, AsiaD -8 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Synchronous Buck Converters Offer Increased Efficiency for Battery- Powered Systems Synchronous Buck PGND DL DH PVINBOOT SW CB 10nF Q2 PVINVRegL VRegH Q1 Traditional Buck CB 10nF DH PVINBOOT SW VRegH Q1 在要求高效率的应用中，用另一个 MOSFET 替代二极管。这称之为同步 整流。同步整流意味着在开关 Q1 截止时，不用外部二极管把 SW 引脚 连接到地来保持续流，在截止时间期间内部 FET Q2有效地被激励。同 步整流的优点是在 Q2 导通时所产生的电压降比二极管 低。 在给出的实例中，Vin12V，Vout1.2V,D10。因此，在 90 的时间 导通电流流经二极管。用 1.2Vout 和 0.5V 二极管，则电感器必须是 1.7V 源。这意味着只有功率的 12/17 或 70 供给负载。这种效率比较差 。而同步 MOSFET 只有 0.1V，所以效率增加到 92，这个效率是相当 好的。要折衷考虑的是成本和复杂性。即使不用同步 FET，其效率仍然 远远优于线性稳压器。 驱动器DH和DL根据开关的大小分别控制输出开关 Q1 和 Q2，而不管它 是单片还是外部，在此一个开关开始截止和另一开关开始导通之间的延 迟为 10ns50 ns。此“ 空载时间” 防止开关在同一时间导通， 因此，避免电流直接从输入电源突入到地。 Analog Technical Seminar, AsiaD -9 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation VOUT VIN Q1 Q2 CIN COUT Additional Schottky Diode Further Improves Efficiency t iQ1 t VQ1 t iD Schottky diode switches faster and has lower conduction voltage than body diode Schottky diode eliminates the reverse recovery current 可增加一个肖特基二极管与低端 MOSFET 并联来进一步改善效率 （1 ）避免导通 Q2 的体二极管可降低空载时间期间的导通损耗。 （2 ）消除与截止体二极管有关的反向恢复电流，可降低 Q1 导通电流 尖峰。由于在电流尖峰出现时跨接在 Q1 上的电压仍然为高态， 所以肖特基二极管也可降低 Q1的开关损耗。 （3 ）消除 Q2体二极管中的反向恢复损耗。 对于集成 MOSFET 的 IC，损耗降低也助于降低 IC 的功耗。 对于布线考虑，肖特基二极管需要放置在尽可能靠近 Q2 处。肖特基 二极管和 Q2 环路中寄生电感将延迟肖特基二极管的导通。也可选用 在同一封装中有肖特基二极管和 MOSFET 的器件。 Analog Technical Seminar, AsiaD -10 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation FETS and Synchronous Rectification – an Example HDRV1 2 SW1 2 BOOT1 2 FB1 2 FPWM PGOOD FREQ SS1 2 COMP1 2 VDD ILIM1 2 EN V5 SENSE1 2 PGND1 2 LDRV1 2 L1 L2 Q1 Q4 D2 D1 C30 C28 R21 R15 R22 R16 R8 R7 Vo1 Vo2 Q2 Q5 C25 C22 C26 C23 C6 C5 C7 C4 R9 R6 SGND R19 R1 C29 R20 R17 R18 POK VIN LM2647 C32 C1 C31 5V VIN FPWMVRON R23 R14 C17 C14 C16 C15 LM2647是一款双输出同步降压变换器控制器。上图只示出一个输出。选择 FET 的目标是使 功耗最小而且是经济的。需要做的第一件事是了解工作电流和电压。然后，可以折衷考虑电压额定值 ，RDS（ON）和栅电容这样的参量。 FET功耗有 3 方面通导（导通电阻），栅充电（能量消耗在栅板和驱动器中）和开关（电压和电流 在器件的线性区）。 通导损耗方程前面已给出，降低导通电阻可降低功耗。 栅充电损耗是由每个周期充电栅板电容，然后放电到地面引起的。其损耗为 Pf CG VGATE2f QG VGATE 它不是 1/2，因为损耗能量在驱动器中。所以，希望小的栅电容。可惜，最小导通电阻的 FET 器件都具有较大的栅电容。 应折衷考虑 D 和绝对电压。若 Vin 是 5V 和 Vout 是 3.3V，则对于 D70 其上端开关将承载更多 平均电流。所有电压都是低的，所以，选择具有最小导通电阻的 FET，而不必担心栅电容。若 Vin 为 16.8V（4 节锂电池）和 Vout 是 1.8V（CPU 芯核电压），则对于 D11 其低端开关具有比上端开关 更多的平均电流，而且可以用更低的栅电压进行激励。结果，选择上端 FET 具有更大的导通电阻和更 小的栅电荷。注意因为这种损耗与频率有关，所以在特大电流的电源中用非常大的 FET、大栅极电 容，通过降低工作频率可提供更佳的设计。LM2647 频率设置在 200KHz500KHz。 栅电容也影响开关损耗。若栅驱动器必须对一个大电容充电，则 FET 处于线性区的时间增大和损耗增 加。栅电容越小，上升时间越快，开关损耗就越低。可惜，这会导致高频噪声。 Analog Technical Seminar, AsiaD -11 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation A Note About “ Soft Start” With Softstart Without Softstart 1 msec/div 10V 5V 0V 15V Current Output Voltage 0 mA 200 mA 400 mA 600 mA 10V 5V 0V 15V Current Output Voltage 0 mA 100 mA 200 mA Error Flag 10 msec/div 上面的软启动实例来自 LM2597 数据手册。软启动特性使启动电流从700 mA 降到 160 mA，并延迟和减慢输出电压上升时间。输入电源限定在其 电流额定值情况下，启动电流降低是有用的，在某些应用中，可用软启 动替代过压锁定或延迟起动功能。受开关器和电流限制而采用非常小饱 和电流的电感时，软启动也是有用的。软启动防止大电流使电感饱和。 启动期间的饱和电感器可导致电流限值，人为地限制占空比和输出不会 发生。不用软启动解决此问题的另一种方法是用粉末铁芯或 MPP 磁芯（ 它们具有适度的饱和特性）。 若希望非常慢的输出斜波，则软启动电容器可选比较大的。其时间可能 达几秒或几分钟。对于 LM2597，可用下式求得所希望的时间 dt C x dV/I, 即dt 0.068μF x 2.8- 1.8V/1.6μA 4 2 . 5 m s Analog Technical Seminar, AsiaD -12 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Deriving Step- up Boost Regulator VOUT VIN / 1- D VIN VOUT Buck Boost VOUTVDIODE VSWITCH VIN TON T 1/f PWM OUTPUT SWITCH NODE VOLTAGE 改变降压稳压器的元件位置可把它变成升压稳压器。 在升压稳压器中，开关闭合和斜波电流在电感器中。当开关打开时，电感器中 的电流必须保持流动。电感器上的电压改变极性直到它正向偏置二极管为止， 并放泄能量到输出和输出电容器。每个周期中电感所传输的能量必须等于输出 功率除工作频率。这意味着，工作频率越高，每个周期需要传输的能量就越小 。这意味着较小的电感器。 这种工作方式隐含着输出电容器在开关闭合时，必须供给满负载电流。 另外，电感器必须承载足够的电流来供电输出和充电电容器。 为了选择电感，需要知道 V i n 、V o u t 、I o u t 、开关电阻、工作频率和二极管压 降。用下式计算占容比 （只适用于连续模式） 注意，第 2个开关节点的电压波形。此开关波形如同电感电流达到零时 波形。示波波形的平均值是 V I N 。消除这种示波波形的任何努力将大大地妨碍 效率。减幅振荡是低功率的，而不会引起任何问题。 DSWOUT DINOUT VV-V VV-V D Analog Technical Seminar, AsiaD -13 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation 上面的波形是电感器，二极管和开关电流的波形。当开关闭合时，占空比为 “ D ” 。 用下式计算这些器件中的 I 2 R及损耗 电感器R I r m s 2 ，其中 I r m s 二极管V D （a t I o u t ） I a v e 在此忽略传输损耗，这对满负载的情况影响是可忽略的。假定环形铁芯的磁芯损耗为 I 2 R并 为其他损耗的一半。与降压稳压器相比这是更差的，因为升压稳压器所允许的纹波电流比降 压稳压器要大。 图中较淡的图线示出一半电感量的电感器电流增大情况。 较淡的线也示出电流如同在连续和断续之间点上的波形。 如同降压稳压器，所有的电流来自电感器电流。 电压 跨接在开关和二极管上的最大电压是 V o u t 。跨接在电感器上的最大电压是 V i n或 V o u t - V i n 。 12 2 2 I IaveIrms ∆ Boost Current Waves – L, D, SW Inductor Current much higher than output current Diode Current Rate the diode for I ave. Switch Current ∆I IaveIout IaveIout D T Iout 1- D D 1- D 2 2 12 1 1 ONDS OUT MAXOUTSWITCH R I i DIP                 ∆ Analog Technical Seminar, AsiaD -14 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation      ∆ − − 121 1 2 2 2 I D D IDIOUTCoutRMS 12 I ICinRMS ∆ Boost Current Waves - COUT , CIN Output Capacitor Capacitor Much less ripple than buck 0Amp 0Amp - Iout Iout ∆I D 1- D 升压变压器中的输出电容器是能量储存器，在电感器充电时，它提供所 有输出电流。因此，它具有很大的纹波电流。对于升压变换器，需要更 小的E S R 电容器以得到与相同电流下降压变换器相同的纹波。I d t / c将不 再是小的，除非频率非常高（注意，较高开关频率是一个优点）。增加 一个小电容器来降低电感器值和大小确实是有利的。 输出电容器的 r m s电流为 假定所有的 A C电流强迫通过输入电容器而不允许经线路，对于升压变 换器，电感器保证输入电容器具有相当小纹波电流。然而，随着电感器 变小，输入纹波上升。在输入电容器中的 r m s电流为 Analog Technical Seminar, AsiaD -15 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Boost Inductor Size Trade- off 00.511.52 0 0.5 1 1.5 2 2.5 0 20 40 60 80 100 Size uJ Inductance uH Iave Ipk Ouput Ripple ∆I ∆I/Iave 3 Best initial trade- off 5Vin, 12Vout, 0.5Amp output at 100kHz AMPS uH/uJ Ipk电感器峰值电流 Iave电感器平均电流 △I 电感器纹波电流 OutPut Ripple跨接在 0.5 ohm 上的输出电压纹波（ESR0.5 Ipk） Size基于能量存储的相对电感器大小（μJ ） I n d u c t a n c e 电感器（μH ） 这些图线示出增大电感如何有利于降低输出纹波。注意，甚至用无限大 的电感器，输出纹波仍然很大。所以在电感太大之前，考虑降低输出 ESR。 该实例是在 100 KHz 下 5V Vin、10V Vout、0.5A 的情况下才会出 现。好的折衷点是在 △IIave 处。允许更大的纹波对降低电感器大小有 一点影响。△I I a v e / 2导致较大的电感器，对降压纹波好处不大。电感 为 f DVV IND SWIN I L⋅ − ∆ Analog Technical Seminar, AsiaD -16 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Boost Converter Inductance DUTY CYCLE TYPICAL xDSL LINE DRIVER POWER SUPPLY 在选择电感器时，电感不可能太小，超过电流限制。在设计某些升压稳 压器时，注意随着占空比增加其电流限制降低。这必须在特殊器件中采 用内部控制环路补偿方法。检查最大占空比时的电流限制。在上面的实 例中，占空比大约为 6 3 ，所以电流限制是 1 . 2 A 。 L M 2 7 3 3 X是 1 . 6M H z器件。笔者选用 4 . 2μH而不是 1 0μH 。此电感 值比理论者小 5 0 。也应注意，因为高工作频率，所以小电容值允许采 用陶瓷电容器。由于这种电容器具有非常小的 E S R ，所以，这会影响控 制环路的稳定性。2 2 0 P F电容器可解决此问题。 fLD D 2 VV 1 ISWINOUT Ipk − − Analog Technical Seminar, AsiaD -17 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation White LED Camera Flash LM2731 “Y“ GND VIN SW FB SHDN 4.7F 4.7F 1.5H FLASH ENABLE 51k 120 MBR0520 0 LI- ION 3.3 -4.2V WHITE LEDs LEDs ARE DRIVEN AS A CONSTANT CURRENT LOAD SMALL “L“ DISCONTINUOUS MODE REDUCES COUT 在此应用中，L M 2 7 3 1用做恒流源来驱动手机相机闪光电源中的白光 L E D 。用电流源驱动 L E D是最好的，因为 L E D输出亮度是电流函数， 而与电压无关。 此应用示出电感器选择的另一因素。 采用小电感器是为了工作在断续模式下。这意味着开关导通前电感器电 流将达到零安培。当运行在断续模式时，稳压器控制环路变得更 稳定。上面的电路利用这种另外的稳定性来降低输出电容。若电感器比 较大，而且系统运行在连续模式，则需要输出电容加倍。 电感器大小不可能任意减小。若电感器太小，则可能引起子谐波振 荡。有关限制的更详细内容可参见数据手册，而其理论超出现在的讨论 范围。 Analog Technical Seminar, AsiaD -18 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Deriving Step- up/Step- down Buck- Boost Inverting Regulator DTs Ts VIN VOUT - VIN D/ 1- D VIN VOUT Buck Inverting Buck- Boost 再次从降压稳压器开始讨论，交换电感器和二极管的位置。这便构成 反向降压一升压变换器。任何简单的开关降压稳压器可以做到这点。 其工作原理如同升压稳压器。开关闭合并通过电感器提供从 V i n到地的 通路。当开关打开时，电感器电流必须是连续的，所以它正向偏置二极 管并充电输出电容器。 关于这种拓扑结构的其他信息，请参考 L M 2 5 9 7数据手册或 A N - 1 1 5 7 。我们将不会深入地研究这种拓扑结构，但是，将用它来开发基 于变压器的反激拓扑结构。 Analog Technical Seminar, AsiaD -19 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Deriving Step- up/Step- down Flyback Regulator DT s Ts VIN VOUT - NVIND/ 1- D 1 N VIN Buck- Boost Replace the inductor with a transer FLYBACK 用耦合电感器或反激变压器替代电感器，增加了电路的灵活性。改变匝 数比可达到理想的电压。 像任何电感器那样，电流在电感器中必须是连续的。但实际的结果是 磁芯中的磁通将不能瞬时变化。这样，在一个绕组中的电流可能斜波 变化，而通过第 2个绕组放电传输存储在磁芯中的能量。这称之为反激 工作。它也允许确定参考地在哪里。所以正或负输出是可能的。 上例示出的是负输出电压。 这种拓扑结构的另一优点是提供输入和输出之间电隔离。有关这方面的 信息可参考 A N - 1 0 9 5 。 Analog Technical Seminar, AsiaD -20 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Deriving Positive Output Flyback Regulator DT s Ts VIN VOUT NVIND/ 1- D 1 N Change the transer polarity to create a positive output Dz VINNp/NsVOUT VSWON VIN Secondary Current Falls to Zero Same as Boost 为了简化F E T 驱动，把 F E T移到绕组的高（V i n ）端到绕组的地端。也希望改变变压器绕组的 极性以得到正输出电压。 所有的初级的电感器不连接次级。这称之为漏电感。由于漏电感中的电流（和能量）必须连 续流，所以必须提供一个通路或非常高电压尖峰将产生。跨接在初级上的齐纳二极管缓冲器 提供漏泄这种能量的地方。输出工作类似升压。输入电容器也必须支持大 A C电流。这意味 着在输入和输出都需大电容器。需要输入电容器来旁路A C 电流使得不过 热，输出电容用于降低纹波。 需要知道 V i n ，V o u t ，I o u t ，开关电阻，工作频率和二极管压降。调节匝数比，在 V i n最小 置占空比为 6 5 ，以保持稳定并计算 N S / N P 。用下式计算占空比 根据子谐波限制或电流限制，电感器值应该最小。选择 现在用下式计算电感 f DVV IND SWIN I L⋅ − ∆ Np Ns       DSWOUT DINOUT VV-V VV-V 1 1 D CLIM I D Iout Np Ns I≤ − ≤∆ 1 2         − −≤∆ 1 2 D Iout Np Ns II CLIM Analog Technical Seminar, AsiaD -21 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Typical Example of a Multiple Output Flyback Regulator VIN 10V- 30V 4 5 1 3 LM2585- 12 2 VINSW COMP GND FB - 12V, 0.5A 12V, 0.5A L 22H CIN 330F COUT 220F 2.7kΩ 0.22uF N1 1 N2 1 COUT 220F Dz 反激稳压器的另一优点是用单个稳压器能提供多输出的能力。上图是 用做双输出反激配置的简单开关稳压器实例。 已知调整绕组上的电压，因为当它正在导通时输出电压箝位它。增加 次级绕组，也知道到此绕组的反射电压。用这种方法可得到多输出 电压。然而，实际上的绕组电阻将导致绕组上电压对调整绕组的不良 跟踪。这称为跨接调整。 可浏览以下网站有关跨接调整的文章 h t t p / / w w w . n a t i o n a l . c o m / a p p i n f o / p o w e r / f i l e s / f 9 . p d f Analog Technical Seminar, AsiaD -22 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation 12 2 2 I IaveIrms ∆ D Iout Ns Np − 1 Primary and Switch Current Secondary and Diode Current Switch Voltage Flyback Current Waves ∆I IaveIout D T Iout 1- D Ns Np VoutVin Vin 65V Simple Switchers D D Ns Np IoutIave − 1 上图是电感器，二极管和开关电流的波形。用下式计算这些器件中的 I 2 R 损耗 变压器R p I r m s P 2 R s I r m s S 2 ，其中 二极管V D a t I o u t I a v e 这些公式中忽略了传输损耗，但对满载是良好的。假设粉末铁磁芯的变压器损 耗为 I 2 R ，而铁氧体磁芯损耗为一半。 电压跨接在开关上的电压是 V i n V o u tN / N S ，二极管上的电压为 V i n N S / N P V o u t 图中比较淡的图线示出轻负载时断续工作。注意，电压波形减幅振荡。 这是完全正常的。这是与升压稳压完全相同的。 也应注意在开关关闭时，开关电压的短尖峰，这是被缓冲器箝位的漏电感能量 。箝位电压必须低于最高开关电压，以避免开关击穿。目前，开关中的最高电 压为 6 5 V 。然而，N S公司正在推出具有 8 0 V最大电压的 L M 5 0 0 0 。 Analog Technical Seminar, AsiaD -23 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation      ∆ − − 121 1 2 2 2 I D D IDIOUTCoutRMS      ∆ − 121 22 2 I D D IDIINCinRMS Flyback Current Waves - COUT , CIN Capacitor Output Capacitor 0Amp 0Amp - Iout D 1- D D D Ns Np Iout − − 1 反激变换器中的输出电容器是储存器，当初级电感充电时，它提供所有 的输出电流。因此呈现很大的纹波电流。反激变换器对电容器的要求与 升压变换器相同。 假定强迫所有 A C电流流经输入电容器而不允许通过线路到源。对于反 激变换器，在输入处的A C 电流和输出一样坏。因此有下式 Analog Technical Seminar, AsiaD -24 October 2004 2004 National Semiconductor Corporation Schottky Diodes Need to know reverse voltage rating – BuckVin – BoostVout – FlybackVoutNs/Np Vin Need to know average current –diode rating big function of temperature – BuckIout 1- D – BoostIout – FlybackIout 1- D Reduced forward voltage reduces losses – As low as 0.3V IR –MBRS130LTR Reduced reverse recovery current reduces EMI – Use instantaneous reverse current or leakage current for comparison 现在有很多二极管供应商，如 I R ，O n - S e m i 、R O H M 、S h i n d e e n 、N E C 、 V i s h a y等公司。 在过去几年，二极管性能变得越来越好。如果不能选择最佳的二极 管，通常会对电源工作有点影响。若二极管太热会影响周围电路， 可导致其他元件过热和工作不正确。 二极管选择最一般的问题是二极管反向恢复引起的电流尖峰。在二极管 真正的关闭之前，