梁适安8到11章.doc

8 转换式电源转换器周边附加电路与元件SWITCHING POWER SUPPLY ANCILLARY SUPERVISORY, AND PERIPHERAL CIRCUITS AND COMPONENTS 8-0 概论INTRODUCION 一般来说转换式电源供给器乃为闭回路close-loop系统，因此会具有好的稳压率，小的涟波输出，与很好的系统稳定度。除了在前面几章已讨论过转换式电源供给器的基本方块图外，还有一些周边电路与辅助电路可用来加强提高电源供给器的功能与可靠度。 例如光隔离器元件就被广泛的应用于返驰式转换器，或是前馈式转换器上，它可提供作为输入与输出之间的隔离，而且还能保持良好的信号传输。其他如柔和启动电路，过电流与电压保护电路都可用来保护电源供给器，以免遭受外来应力的破坏。本章将针对应用于这些电路的元件作为介绍，并且作一些典型的电路设计，使读者能了解他们是如何在电路上执行其功能。 8-1 光耦合器THE POTICAL COUPLER OR OPTOISOLATOR 光耦合器potocoupler亦称为光隔离器optoisolator，基本上他可用来提供电源供给器输入与输出之间的隔离，同时他也提供了稳压控制的信号路径，在8-1所示即为光耦合器电路的结构图。 图 8-1 典型的光耦合电路 图 8-2 光耦合连接至基本线性模式中。二极体顺向电流IF会产生光源，在光电晶体会感应集极电流Ic 光耦合器主要由两种元件所组成第一种元件为光源，它可以为白炽灯incandesent lamp或是发光二极体light-emitting diode；LED；第二种元件为检波器detector，它可以为光电伏打电池photovoltaic cell，光二极体photodiode，光电晶体phototransistor，或是光灵敏light-sensitiveSCR。光哦耦合器最普通的结构是由镓砷GALDE与矽光电晶体在同一个封装下所组成，在正常操作下，电流流经LED会产生光源，而其光源强度则视激发电流而定，因此能调变光电晶体而产生集极电流，此电流会与LED的顺向电流成比例变化，在图8-2所示为光耦合器在基本线性操作模式下的连接方法。 为了设计此输入电路，所需要之参数为二极体顺向电流I，二极体顺向电压V，与输入电压V，因此电流限制电阻器R，可由下面公式求得其值 R 8-1 一般来说，制造商都会在标准规格资料中提供二极体顺向电压对二极体顺向电流曲线图，如此操作点就很容易被选择出来，电流限制电阻器也就能很容易的计算出来，至于输出部分耦合器的基本参数则为光电体的集极电流I。 在光电晶体所产生的集极电流I会与二极体顺向电流I，以及光耦合器的直流转移比或是耦合效率h成正比。如果二极体顺向电流已经知道，则光电晶体的集极电流可以由下式计算得知 I h I 8-2 在指定的集极-射极电压V情况下，制造厂商的资料手册中都会提供直流转移比的曲线。因此，由资料就可推导出集极电流与射极电流，此时我们就可以选择计算R值，而获得所需之输出电压V见图8-2。 8-2 自给偏压的方法A SELF-BIAS TECHNIQUE USED IN PRIMARY SIDE-REFE RENCED POWER SUPPLIES 基极驱动变压器可以用于转换式殿宇供给器中，作为输入与输出隔离之用，他们最常用于桥式转换器的设计上，而大多数的返驰式或顺向式转换式的设计，则以光隔离器来达成所需之隔离作用。 光隔离器的使用使得设计变成非常的简单，这是因为它不需要驱动变压器与偏压变压器的缘故。因而在此情况整个控制环路可为一次边参考，启动电路 ，而且自给偏压可以直接由高压线与高频变压器上取得，可用来偏压控制环路。 在图8-3所示即为用于转换式电源供给器的自偏电路，电路的操作原理如下说明当交流输入电压进入时，PWM的控制与驱动电路可获得一偏压V，此电压值由R，Z，与 图 8-3 启动与自给偏压电路用于一次边参考的非线上转换式电源供给器 Q所组成的现性稳压器而产生，并直接连至高压直流汇流排上。店源供给器启动后，在主变压器的辅助绕组上可提供产生V电压，V电压值的设计必须高于V电压值因此可将二极体D反向典雅，而且现性稳压器会被关闭，在此情况下，电源供给器就能提供的V自偏电压，并能一直维持此V电压，所以在刚开始的启动稳压器上，此时就不会再有功率消耗。 有一点须特别留意的是在设计此电路时，需选择使用高压电晶体，当点晶体OFF时，它必须能够承受基极-集极的电压应力，此电路乃为自给激发辅助电源供给器的典型应用，当然还有许多相同原理的电路被发展出来，亦能适合各种不同电路之所需。 8-3 作为输入与输出隔离之用的光耦合器电路设计OPTCOUPLER CIRCUIT DESIGN TO PROVIDE -TO-OUTPUT ISOLATION IN A SWITCHING POWER SUPPLY 当光耦合器是用于非线上转换式电源供给器时，其主要的目的是提供输入与输出隔离之用，下面是一些设计上的准则 1． 光耦合器必须能够承受隔离崩溃电压，此依各国或是国际上的安全标准来规定。 2． 驱动耦合器的放大器电路必须设计良好，用以补偿耦合器的热不稳定与转移之现象。 3． 选择光耦合器需具有好的耦合效率。 图 8-4 返驰式电路使用光耦合器做稳压控制与输入至输出的隔离 一般在常态下光耦合器都是应用于现行模式，也就是在耦合器输入端的控制电压产生正比例的输出电压，因此可用来做更进一步的控制，例如闭回路的稳压既是。 在此操作模式下，典型的电路进接方法如图8-4所示，电路的操作功能如下说明在这个返驰式电路中，输出电压经由分压电路由R与R组成所产生的电压，会输入放大器的A的反相输入端，而与非反相输入端的固定参考电压V作比较。 这两个输入端的电压差会被放大器予以放大，而且在放大器输出端会有流经R的电流产生，因此可用来调变耦合器LED的光强度，而LED光源会在光电晶体上感应产生比例的射极电流，因此在R上就会有电压降，这就好比是由R与R接面所镜射出来的电压。 在电阻RL上的电压会输入至PWM电路的误差放大器反相输入端见图7-3，而误差放大器的非反相输入端则设定一个固定电压，其值可由参考电压V分压取得。因此，为了维持电源电压供给器的输出稳压，电晶体Q的导通周期就可以适当的被调整。 虽然在图8-4所示的电路是一个很实际的应用，不过我们可以使用图8-5的电路，如此可以大大的减少驱动光耦合器LED所需的零件数目。在此我们是使用TL431并联稳压器，来使得电路更简单化，而取代了一些额外的零件，目前也有许多公司能够提供此并联稳压器的产品，如Texas Instruments，Motorola等公司，TL431乃为一个可规划的，低温度系数的稳压器，并具有汲入电流能力可达100mA的参考放大器。 TL431内部的2.5V参考电压，使其在5V汇流排上更能理想的操作，而且输出可以由外部规划至36V，在应用上他的最大特色就是具有低的输出杂讯与50ppm/oC低温度系数。在图8-6所示为TL431的符号表示与方块结构图，在图8-5由C-R所组成的电路乃作为频率补偿之用。 另外一个以单电晶体为主所设计的电路如图8-7所示，此电路不但价格便宜，零件也不多，而且有很多好的性能。电路中的Q电晶体被稽纳二极体Z偏压在固定准位上，因此，电晶体集极电流的产生会将光二极体激发，使得电阻R上会有控制电压降。 图 8-5 使用TL431并联稳压器驱动光耦合器LED并且提供所需的放大功能，减少所需的零件数目 图 8-7 单一电晶体放大比较器在转换式电源供给器的回授回路上可用来驱动光耦合器 可变电阻器R之值可用来达到调整电压之目的，如此可调变光二极体的强度，而RC的低频滤波器能增加改进整个电源供给器的稳定度。 以上所描述的光耦合驱动电路都是最典型的例子，而在实际应用上则需稍作修饰，以适合个别之所需，在另一方面，这些电路也可以被应用于其他的线路上，尤其是一些特殊的应用。事实证明，光耦合器在转换式电源供给器设计上乃为一重要的周边元件，它提供了输入与输出之间的隔离，而且还能保持转换器所有稳压特色。 8-4 柔和启动电路设计 （SOFT START IN SWITCHING POWER SUPPLY DESIGNS） 大多数转换式电源供给器在启动时都设计有一些延迟时间，此乃为了避免输出超越量（overshoots）的产生,与在turn-on时变压器的饱和。因此，能达成此目的电路我们称为柔和 图 8-8 用于PWM控制电路的柔和启动电路可逐渐增加PWM信号至其操作值 启动电路（soft-start circuits）,一般它们是由RC电路所组成，能够允许PWM控制电路的输出，以非常缓慢的方式由零值增加至其操作值。 在图8-8所示为柔和启动电路在PWM控制电路的连接方法，在时间t0时，当电源供给器正要ON时，电容器C会被放电，而且经由二极体D,所以误差放大器的输出被保持在地电位，如此可抑制比较器的输出。 在t0时，电容器经由电阻R开始充电，其时间常数为 тRC 8-3 其充电的电压值接近V,当充电器C充满电荷时，二极体D会被反向偏压，因此误差放大器的输出会与柔和启动电路隔离，由于电容器C的缓慢充电，会使得比较器输出的PWM波形逐渐的增加，所以，转换元件的“柔和启动”乃是整个电路中最先开始动作的。 二极体D乃是作为电阻R的旁路，此乃为了在系统关闭情况下，能使得电容器C足够快速地予以放电，如此即使在非常短的中断期间里，也将开始一个新的柔和启动周期，在有一些新的PWM控制电路里，电阻R则以单晶片电流产生器来取代，此时我们仅需要在外部增加电容器C，即可实现柔和启动的特色。 显而易见的柔和启动会使得输出电压的上升时间有一些延迟，因此，我们须选择合理的R值与C值，使得此延迟能在实际的及限制内。 8-5 电流限制电路（CURRENT LIMIT CIRCUITS） 转换式电源供给器在预定的输出功率准为下，一般都会设计在安全操作范围内，因此，我们应该避免操作超过其标称的输出电流，但是有时不小心会有过电流或是短路的情况发生，此时电源供给器就必须有一些保护装置，以免受到永久性的破坏。 而电流限制电路就是最基本的保护电路，因此，如果有输出端路的情况发生，就能限制输出电流至安全准位。有许多的方法可用来达成电流限制的电路，我们可将它置于电源供给器的初级（输入）端，或是置于输出部分，当然最适宜的电流限制方式，则需完全的依所特定设计的电源供给器而定，如此方能达到保护的效果。若为单一输出的设计，则电流限制电路置于输入或输出部分，都同样的可达到保护之目的，因此，对初级参考直接驱动的电源供给器来说，将电流限制电路置于输出汇流排上是较为有利的。 虽然具有监测汇流排的直接耦合电流限制电路，在使用上非常方便，简单，而且仅需要一些零件即可达成目的，但是变压器耦合的电流限制电路亦被广泛的使用。尤其是当不共地点且需要电压准位译换时。电流限制电路可用分离元件来完成，或是可以使用IC PWM控制电路的积分电流限制之功能。 在此所需注意的是，电流限制电路在破坏发生之前，必须有快速的响应，以保护电源供给器。 8-5.1应用于初级参考直接驱动的电流限制电路（Current Limit Circuits for Primary-Referenced Direct Drive Designs） 初级参考直接驱动的设计，就如返驰式或顺向式转换器，能很容易的做到电流限制的目的，在图8-9所示乃针对这些设计的两种电流限制电路。 在图8-9（a）中，我们可以检知到峰值出几电流会在电流限制电阻器R上有成比例的电压降，R的电阻值可由下式计算得知 R 8-4 当在电阻器R上的电压降超过了基极-射极临限电压，电晶体Q会被导通，Q的集极输出则连接至振荡器的输出或是关闭埠端。 如果在电源供给器的输出有过载或短路情况发生，此时初级电流会急剧的增加，而导致 图 8-9 在返驰式或顺向式转换器中使用简单的电阻器与开关串联可提供所需的 电压降来导通电晶体a，或是激发IC比较器b，因此在过电流情况可缩短驱动脉波。 电晶体Q被导通，因此，依次地Q的集极会牵引振荡器的输出至地电位，或是将关闭电路产生作用，如此可限制有效的初级电流至安全准位上。 图8-9（b）是更快速且更精确的电流限制电路，在PWM控制电路的I中，如此的电流限制电路是受欢迎的，虽然此电路的操作原理与图8-9（a）相似，但是使用此电路对电晶体而言，有一些显著的优点。首先，比较器的电流限制激发临限电压课预置到一个精确的且可预测的准位上，这就相对于双极式电晶体较大范围的V临限电压值，其次是次临限电压会足够的小，基本上约为100mV至200mV，因此，我们就可以使用较小的值的电流限制检知电阻器，所以整个转换器的效率就可以提高了。 8-5.2 应用于基极驱动器的电流限制电路 （Current Limit Circults for Designs Utillzing Base Driver） 正常在设计上利用基极驱动可做控制电路与转换电晶体之间的隔离，例如半桥式与全桥式转换器，或是返驰式与顺向式转换器，其输出部分是与控制电路共地点的，在此情况下，电流限制电路可以直接连至输出汇流排上，此种电流限制电路结构如图8-10所示。 在正常操作下，负载电流IL会足够的小，并能在R电阻上产生足够的电压降，来将Q电晶体导通，若Q在OFF状态时，而且I0时，电容器C会全部放电掉，因此，Q电晶体就会处于OFF状态，如果I电流逐渐增加其值时，则 IRV IR 8-5 此时集极开始会有I电流流通，并以下面的时间常数将C电容器充电 tRC 8-6 在电容器C上的充电电压，其值为 VIRV 8-7 图 8-10 几乎可用于所有功率转换器设计的电流限制电路， 在此控制电路与输出回流汇流排共地 为了使电容器电压的负载效应减至最低值，我们可选用具有很高h值的达灵顿（darlington）电晶体来取代单一电晶体的Q,此将限制基极电流I至微安培之值，另外我们选择电阻RR,当电流过载被检知出来时，使得C电容器能够快速放电。 R电阻值的选择如下 I 而且 Iβ I 所以 R 8-8 在适当的电路设计上，V能够足够快速的到达其电压值，并将Q电晶体偏压至ON状态，接着将会关闭稳压器的驱动信号。 当过载除去时，电路会自动回复，如果使用具有固定电流限制比较器的积体PWM控制器电路，则图8-9（b）的电路我们将电流限制电阻器R移至输出汇流排上，就能获得很好的电流限制效果。 图 8-11 不消耗电流的限制电路使用电流变压器来检知过电流情况 虽然这两种方法在检知过电流情况都工作良好，但是功率电阻器R的存在可能会变成不受欢迎的，尤其是在高电流输出下会造成功率的消耗，以至于会影响系统的效率，因此，如果有上述情况，我们可以使用图8-11的电路，此电路是使用电流变压器来检知过电流的情况，而且电路中没有造成功率损失的元件。因此，整个电源供给器的效率就可以被提高了。电路的操作原理说明如下电流变压器T用来检知负载电流I,因此在电阻器R会有成比例的电压产生，二极体D则将脉波电压予以整流，而且所选择的电阻器R与电容器C，其作用可将整流过的电压给予平滑化。 当电流过载发生时，电容器C上的电压会增加至稽纳二极体Z的导通点，此时电晶体Q会被导通。因此，在Q集极上的信号可用来关闭稳压器的驱动信号，电流变压器T的绕制可以使用陶铁磁或MPP环形（toroid）铁心来在其上绕线而得，但是必须注意的是铁心不能使用在饱和状态。一般初级都是由一线圈来组成，而次级线圈数则需由次级电压所决定，即 8-9 由于IV/R ，因此在最大指定负载电流I情况下，次级线圈必须能在电容器C上产生所期望的电压值，所以 NN 8-10 因此由公式8-10，我们就可以绕指出精确的电流变压器，而在实际电路测试上，还须在圈数上稍作最后的调整，以便能获得最佳的性能。 8-5.3 一般的电流限制电路（A Universal Current Limit Circuit） 所设计的一般电流限制电路，不管是至于电源供给器的输入或输出部分都能获得很好的效果，同样的，此电路也极适合于多重电压的电源供给器，在此多重的输出要使得个别的电流限制能达成其作用，的确是一件棘手之事。 如图8-12所示就是基本电路的设计，在电源供给器的输入端，此电路所示其操作原理 图 8-12 当过载被检知时，单击多谐振荡器用来产生电流限制的“hiccup”作用 如下电流变压器T用来检知功率变压器T的初级电流，变压器T的次级电压经由桥式整流器（由D1,D2,D3,D4组成）予以整流，然后再以电容器C来将整流过电压予以平滑化，可变电阻器R用来设定比较器输入端的临限电压，在正常操作情况下，比较器的V参考书如端电压会高于电位器R上的电压，此时比较器的输出会在高电位。因此，IC555单击多谐振荡器one-shot multivibrator会有低准位的输出，使得Q电晶体保持在OFF状态。如果过载情况发生，电压V会高于V，使得比较器的输出在地电位，因此在IC555输出端由高电位至地电位的转移过程，会在IC555输出端产生单击输出，而将Q电晶体导通，此时电晶体的集极端会连接至关闭的输出端或是PWM电路的柔和启动电容器上，所以会牵引至地电位，而终止了输出转换脉波，并将稳压器关闭。 如果过载情况持续着，电源供给器会处于“打（hiccup）”的模式中，也就是它会以IC555单击RC时间常数的周期在ON与OFF状态之间不停的转换，除非蒋国在出去，电路才会自动回复到正常状态。至 于环形电流变压器的设计方法会与8-5-2 界所描述的相同。 8-6 过电压保护电路（OVERVOLTAGE PROTECTION CIRCUITS） 过电压保护电路的作用就是当输出电压超过其预定值时，会将输出电压钳制至安全范围值，虽然过电压的情况的威胁会与线性电源供给器十分相似，但是转换式电源供给企业未必会有此情况。事实上，大多数的转换式电源供给器之故障产生乃为“没有输出”情况，那为什么又要使用过电压保护电路呢 理由有两点。首先，在具有可调整输出的电源供给器之中，过电压保护电路可用来防止意外过调的输出。其次，再过电压发生时，我们必须确保使用者在安全范围之内，即使此情况很少发生，还是需要过电压保护电路，以策安全。 因此，在提供电源之用的电源供给器的电子电路中，使用过电压保护电路此乃明智之举，所以过电压保护（OVP）电路将可以正确的保护电路免于因装配误差而造成意外的过电压产生，尤其是当一个以上的电压缠绕在相同的电路上时。最简单且又最有效能完成OVP电路方法是在直流汇流排上使用“撬杆式（crowbar）”SCR电路，当过电压情况被检知出来时，经由某种方式将SCR导通，因此可将输出端短路掉，由于在SCR导通期间会有大量的电流流经其上，所以再选择元件时需特别小心，能适合设计之需求。 8-6.1以稽纳二极体作侦测的保护电路（Tne Zener Sense OVP Circult） 在图8-13位最常被用来使用的OVP电路之一，虽然对SCR来说，此电路所提供社闸极驱动并不十分好，而且也会降低SCR的di/dt容许能力，但是对低价格的设计而言，它已能正确的达到保护效果了。在正常操作下，SCR的闸极是在地电位的，并使得SCR处于OFF状态，当过电压被检知出来的时候，稽纳二极管Z被导通，此时SCR闸极会到达稽纳电压，而将SCR导通了，因此输出端就被短路了。 一旦SCR被触发后，它还会保持在ON状态，一直到其阳极电压被移去时，才会回到OFF状态，此种情况在电源供给器中，只要移去输入电源几秒钟的时间，即可达成此目的。 图 8-13 由稽纳二极体与SCR组成的OVP电路 8-6.2以积体电路作过电压保护电路（Integrated OVP Circults） 近年来已经有一些OVP积体电路，由制造厂商陆陆续续推陈出来，大多数这些电路价格都很便宜，而且能提供给设计者许多设计上的特色，例如可规划式的临限跳脱电压，快速的响应，与低的温度系数跳脱等特性。 最早期的这些I首推MC 3423,它已成为工业上的标准，在图8-14则为MC3423的基本方块土，由图中可知它是由稳定的2.6V参考电压，二个比较器与高电流的输出所组成，当第2脚的电压大于2.6V时，输出会被激发，或是在第5脚置一高逻辑准位于遥远激发（remote activation）上。 在图8-15所示为MC3423在OVP的基本应用，在这个电路中，R与R电阻是用来设定临限跳脱电压（threshold trip voltage）值，因此V与R,R之间关系为 V2.6 8-11 图 8-14 MC 3423 OVP 电路方块图 图 8-15 典型的MC 3423 OVP 应用 图 8-16 临限电组值可直接由此表计算得之，此乃以MC 3423 OVP 电路的R1电路对跳脱电压所绘得 在此R电阻值最好需低于10KW,以减少漂移至最低值。 我们也可以利用图8-16的图表来计算R与R电阻值，在此图表中，R设定为2.7 KW，因此可直接由V电压值与斜线的交点，得出R电阻值。 MC3423 OVP电路也具有可规划性的延迟特性，当使用于多杂讯的环境中时，它可用来防止错误的触发。因此，在图8-15中，我们使用电容器C从第3脚与第4脚连接至负电位端，即可达成此功能。电路的操作原理说明如下当V电压升高至由R与R所设定的跳脱点时，内部电流源开始向第3脚与第4脚的电容器C充电，如果过电压情况维持一段足够长的时间，则电容器电压V会达到V电压值，此时输出就会被激发了，如果过电压在此情况发生之前消失，则电容器会较充电所需时间，以更快10倍速度放电，重置了定时（timing）特色，盐池电容器C之值可由图8-17的图表求得。 另外一个更详尽的OVP电路为MC3424,它与MC3424有许多类似的地方，但是MC3424在欠电压检知侠也可以被规划，而且也可以做线上损失的监测，在图8-18则为MC3424的方块图，图中两个检知比较器的两个输入端会带来更大的设计弹性，加之比较器的反相输入端能汲入可控制的14μA迟滞电流，因此在检知功能上，它可用来提供迟滞作用。 图 8-17 MC 3423 OVP 电路的延迟电容器C对最小过电压延迟时间t 图 8-18 双通道OVP 积体电路MC 3423 方块图，此IC可以用来检知过电压与欠电压情况 迟滞电压V可由下式计算得之 VRI 8-12 在此R为等效电阻，I为迟滞电流，如果不需要迟滞作用时，只要使R0即可消除，或是速接两个比较器的反相输入端至1.2V以下的电位。 对一个分离的电源供给器来说，MC3424的两个通道可以独立的工作，而且也可以用来提供过电压的检知。在图8-19所示就是一个典型的应用，虽然在此应用中MC3424以正电压来共给其电源，但是他却可以检知正点源于负电源的共给器，而且如果在任何一个电源上有OVP情况被检知，它将能“撬杆（crowbar）”此二者的输出。此情况我们可以在指示器输出端至遥远激发端个连接一个指示器既可得之。 图 8-19 在双输出电源供给器MC 3424 用来提供OVP之用 8-7 交流线路损失侦测电路（AC LINE LOSS DETECTORS） 在许多的电脑用例中，当交流电路有损失时或是电源突然被中断时，此时必须适时的侦测出来，使得电源在失效之前，能将有价值的资料转移至不受变化的记忆库去，或是去触发无间断电源供给器（UPS）。此线路损失的侦测必须在交流频率的一个或两个周期内完成，因为大多数的转换式电源供给器都有最小值的持住时间（hold-up time）约为16ms，因此在线路损失的侦测与接受时间（take-over time）之间足够去供给电源至电路上。 使用MC3424积体电路，电源供给器设计者可以达成两个设计目标。首先，MC3424的一半部分可以利用作为OVP电路，而另一半部分则用来检知交流线路损失或是电源突然中断情况，在图8-20就是一个典型的应用例子。 在MC3424的线路损失侦测其中，第2脚与第4脚输入端会被连接作为欠电压检知电路去检知由电阻R与R组成分压器的中间接点，并会与交流电压成比例的全波整流信号来驱动。在线上每一峰值时比较器的输出将延迟电容器C放电，如果线上电压错失了半周期或是电源中断突然发生而减少了峰值线上电压，此时延迟电容不会被放点，反而会继续被 图 8-20 MC 3424 积体电路可独立用来检知交流线故障与过电压情况 充电，如图8-21所示。如果足够数目的半周期被错失了，或是电源中断持续了一段足够长的时间，此时电路将会侦测出交流线路故障的显示。 延迟电容可用来提供杂讯免疫力（noise immunity）,而且可预防单一的半周期损失，以免触发了线路故障信号，因此故障情况的最小时间可以改变调整延迟电容器之值获得，我们可以使用8-17的图表来获得所需要的延迟电容器之值。 图 8-21 在图8-21的电路中此图中的波形说明了突然断电与线路损失检知的情况 9转换式电源供给器稳定度分析与设计STABILITY IN SWITCHING POWER SUPPLIES ANALYSIS AND DESIGN 9-0 概论（INTRODUCTION） 本章所要讨论的稳定度（stability）乃指转换式稳压器的闭环回路频率响应， 毋庸置疑的在这方面人们已经付诸许多的研究，而在国外更有许多相关的论文被发表于讨论，但是对大多数的工程师及学生而言， 再回授控制的环路稳定度方面还是不甚了解。就目前来说虽然大部分设计者都知道转换式电源供给器震荡的原因为何，人们也使用尝试一错误（trial-and-error）的方法来稳定环路系统，更进一步则建立数学模式用电脑来设计分析。 因此本章乃针对回授环路稳定度提出讨论，将理论与实际一起连贯起来，使读者能在转换式稳压器的稳定度方面，只花费少许的功夫，就能获得很大的实际收获。 9-1 拉普拉斯转换（THE LAPLACE TRANS） 在大部分的线性系统中，系统的特性常由输入与输出之间的关系来描述，而且以数学模式所建立的微分或微积分的方程式，对某些输入激发信号能表示出系统响应的观念，而这些方程式大都是以时域（time domain）来表示，因此在处理上就显得有些困难，所以我们可将这些方程式经由拉普拉斯转换（laplace trans）到频域（frequency domain）中，如此就变成为代数（algebraic）的形式，在处理上就来得容易些，经由频域分析所得之结果，可再经由拉普拉斯逆转换回到时域中。 如果我们定义ft是时间的任何函数，在t0时，ft0且积分为有限值，如此我们就称fs为ft的拉普拉斯转换，拉普拉斯运算子“s”被定义成如下的复变数 ssjw 9-1 而且拉普拉斯转换也定义成如下 fs （9-2） 例题9-1 试求单位步级函数的拉普拉斯转换，定义ft1，在t〉0时，而且ft0，在t0时。 解 利用公式9-2我们可得 fs - 因此 fs 由例题9-1 可得知，在任何时间的函数可经由复变数s来转换，玩一次结果需要在时域中时，则其反拉普拉斯转换为 ft 9-3 因此由上式可得到ft。 由fs与ft所建立的表中，我们能够快速有效的求出此二者时域与频域之间的转换。 9-2转移函数（TRANSFER FUNCTION） 但是我们要如何将拉普拉斯转换用于所研究的系统稳定度上，而能推论出有用的讯息呢第一个步骤就是要推论出系统的输入驱动信号与输出相应之间的关系。例如，让我们检验图9-1的简单RC电路，利用克希荷夫（kirchhoff’s law）则可写出其网路方程式为 ViR 而且 V 以q来取代，则上面的方程式可变为 VR 而且 V 取拉普拉斯转换，则 V 9-4 而且 V 9-5 将方程式9-4与9-5相除，我们可得 9-6 V（s）/ V（s）的比值我们将它定义为转移函数（transfer function）Gs,由此函数可得知，其结合了增益（gain）与相位（phase）之特性。因此，任何系统都可以用转移函数来描述，所以 Gs 9-7 由上面的方程式Ns0的根称之为系统的零值（zeros）,而Ds0的根称之为系统的极值（poles）,若要划出转移函数的增益与相位，则简便的方式是以分贝（decibel）为基准即可得出，因此所画出来的函数曲线就成为波德图（bode plots）。 9-3 波德图（bode plots） 在前面我们提到转移函数方程式含有极值与零值，而且也能够决定增以图形的斜率，让我们现在先来检验一下方程式9-6与图9-1，由此方程式可得知分母中有一极值，也就是设 a RC 积分器电路 b 其增益与相位图 图 9-1 定sRC10,我们可得 sRC-1 而且 s- 9-8 方程式9-8所示乃为一个非常重要的结果也就是在频率f时，极值将使得增益图形的转移由0至-1，由于渐近线会在fc点产生转折，因此，fc此点的频率就称之为角频率conner frequency,或是转着频率break frequency。 如果我们要决定此渐进线的变化率，我们可用每八度octave有-6dB的斜率，或是用每十进decade有-20dB的斜率来表示，所谓八度乃指21的频率范围，二十进则指101的频率范围，同样的电路中相位变化在fc/10与10fc两点间会产生90o的相位落后phase lag。 概括来说，极值将会产生1至0的斜率变幻，或是0至-1，或是-1至-2，或是-2至-3等变幻，这就相当于每八度增益的变化为6dB，0dB，-6 dB，-12 dB，与-18 dB，相对的其相移phase shift则为90o，0o，-90 o，-180 o，与-270 o。若是每十进增益的变化为20dB，0dB，-20 dB，-40 dB，与-60dB，相对的其相移为45o，0o，-45 o，-90 o，与-135 o。 在另一方面，在频率中的零值点其波德图的斜率是向上转折的，因此，所产生的增益图形的变换斜率是由-1至0，或是-2至-1，或是-3至-2等，所以此时相移将超前lead90 o，在图9-2所示为产生机值的电路，与产生具有极值和零值的电路。 图 9-2 网路a与b产生极值，而网路c与d产生极值与零值 而t1，t2，..，tn点就相当于是零值得转折频率，而ta，tb，，tm点就相当于是极值的转折频率，然后再对数纸上能画出增益对频率的图形出来，因此可选择每八度分贝或每十分贝的增益变化斜率来表示之。 如果要画相移的图形时，须记住极值每十进会有90 o的相位落后，而零值每十进会有90 o的相位超前，由于在增益-相位图表上的资料都是以分贝方式在对数纸上，所以可以简单的用个别渐进线方式求得图形，而能推论出最终之关闭程度。 9-4回授原理与稳定度的准据FEEDBACK THEORY AND THE CRITERLA FOR STABILITY 在任何的转换式稳压器都可以被视为闭环路回授控制系统，在图9-3所示为闭环路系统的方块土，图中输出信号会被回授与输入信号作比较，参考信号Rs与回授信号Bs在相加点作比较，而产生的误差信号Es会输入至方块图Gs，并获得Cs输出信号，为了导出闭环路转移函数fs，我们可用下列过程得之 Cs Gs Es BsHs Cs Es Rs- Bs Rs- Hs Cs 由上面的方程式可将Es Cs/ Gs来取代，则我们可得 Cs Gs Rs- Hs Gs Cs 图 9-3 闭回路回授控制系统的方块图 因此比环路的转移函数为 fs 9-9 式子中的Gs为开环路增益，而Gs Hs则称为开环路转移函数。 为了导出有关系统的稳定度的结论，则特性方程式的解为 1 Gs Hs0 （9-10） 图 9-4 回授系统的相位与增益边限图。由于在直流回授为负的， 所以在此相移以180画出，也就是有额外的180相移，总共的相 移为360如本文所定义的。 将可求得闭环路转移函数的极值，所以它们具有系统相应的特性。因此，回授系统必须检查闭环路增益的每一个值，以便决定开环路增益与闭环路增益之间的关闭程度。稳定度分析的目的就是用来减少闭环路增益的滚转率（roll-off rate）至-1的斜率，也就是每八度为-6dB，或是每十进为-20dB。在单位增益交越0 dB的范围，此时相移将会少于360o时，增益会低于单位1之总值称之为增益边线gain margin，而相位边线phase margin乃为实际相移与360o之间的差值，此时环路增益为1单位，如图9-4所示。 9-5稳定度的分析OFF-THE-LINE SWITCHING POWER SUPPLY STABILITY ANALYSIS 9-5.1 控制-输出转移函数（Control-to-Output Transfer Function） 所有非线上PWM转换